噪音计电源的设计
电压变送器可以直接将被测主回路交流电流转换成按线性比例输出的DC4～20mA(通过250Ω 电阻转换DC 1～5V或通过500Ω电阻 转换DC2～10V)恒流环标准信号噪音计，连续输送到接收装置(计算机或显示仪表)。 电压变送器原副边高度绝缘隔离，两线制输出接线，辅助工作电源＋24V和输出信号线DC4～20mA共用，具有精度高，体积小、功耗小、频响宽、抗干扰、国内首创4种补偿措施和6大全面保护作用，两线端口防感应雷能力强，具有雷击波和突波的保护能力等优点噪音计。特别适用发电机、电动机、智能低压配电柜、空调、风机、路灯等负载电流的智能监控系统。当这些大系统采用“银盒”电源或者“砖型”电源时，还会出现其它的顺序上电问题。采用“银盒”电源或者“砖型”电源会简化电源的设计，但是当要求电源按照特定顺序依次上电时，就会遇到一些问题。例如可提供多种电压的砖型电源可能只有一个使能控制引脚，在该引脚的控制下，砖型电源的所有电源输出会同时打开或同时关闭。采用有多个使能(或关断)输入的砖型电源可以解决这个问题。然而，如果多个IC共用同一个电源(如3.3V I/O逻辑电路电源和1.8V内核电源)，那么这两个IC的电源要求彼此之间就有可能相互冲突，一个器件也许要求内核电源要在I/O电源之前，而另外一个IC的要求可能正好相反。该器件的输出也可以进行设置，可以设为内上拉开漏结构或外上拉开漏结构，也可以设为推挽结构，输出端可在芯片内部直接接到任何一个被检测的电源电压。所有输出既可以设为高电平有效，也可设为低电平有效。如上所述，也可用输入、输出的不同组合来驱动每一个输出，MAX6870的可编程逻辑阵列可以进行很多种连接，例如，OUT2可以由IN2控制，也可以由OUT1控制，当要求OUT1信号驱动的电源比OUT2信号驱动的电源早出现时，就需要采用这样的连接。
MAX6870内部还有一个电荷泵温度计，允许OUT1-OUT4直接外接N沟道开关器件，而无需其它电源。该器件的另外一个特点是内带两个看门狗定时器噪音计，看门狗超时时间和起始延迟可以自行设定。看门狗在复位操作后产生一个长时间的起始延迟，以供系统在这段时间内进行初始化、存储器数据的上传和软件的例行测试。电脑控制调节器是现在轿车采用的一种新型调节器，由电负载检测仪测量系统总负载后，向发电机电脑发送信号，然后由发动机电脑控制发电机电压调节器，适时地接通和断开磁场电路，即能可靠地保证电器系统正常工作，使蓄电池充电充足噪音计，又能减轻发动机负荷，提高燃料经济性。如上海别克、广州本田等轿车发电机上使用了这种调节器。
2．电子调节器按所匹配的交流发电机搭铁型式可分为：
（1）内搭铁型调节器：适合于和内搭铁型交流发电机所匹配的电子调节器称为内搭铁型调节器；
（2）外搭铁型调节器：适合于和外搭铁型交流发电机所匹配的电子调节器称为外搭铁型调节器。以上过程周而复始地进行，弛张振荡器进人了振荡状态。T2的绕组W2输出的脉冲电压通过VD7-VD9分别加至晶体管VTl-VT3的门极上，使VTl-VT3受触发导通，整流器输出电流向外供电。
在+V电压低于28V时，VS2处于截止状态，V因基极为低电位而截止，其集电极变为高电位，使VDll截止，对弛张振荡器工作无影响;在+V电压达到或超过28V时，VS2击穿导通，使V和VDll导通，弛张振荡器停振，VTl-VT3截止，从而控制发电机的整流输出电压红外线测温仪，便其稳定为28V。
若将该电压调节器用于I4V的交流发电机，则应改变RO和R6的阻值 (RO的阻值应根据实际应用来确定，R6的阻值由500Ω减小至100-120Ω)和VSl、VS2的稳压值 (VSl和VS2由17-2OV改为9-lOV)，便VSl在+V电压为14V时导通。另一类较常用的基准二极管如LM385-1.2、LM385-2.5、LM336-2.5、LM336-5具有更小的动态电阻(如LM385 仅1Ω、LM336-5仅0.6Ω、LM336-2.5仅0.2Ω)噪音计，在很小的工作电流下即有很硬的特性、在10 uA电流下即可正常工作，而普通稳压管至少要在5～10mA下才能正常工作(严格讲并非不能工作，而是工作电流小时其击穿特性非常软、电流的微小变化即可引起端电压的明显变化)；温度系数低，典型值仅20ppm/℃、约25uV/℃，比普通稳压管低百倍以上；工作电压分别为1.235V、2.5V、5V且工作电压的离散性很小、仅1-2％，一般情况下具有互换性；价格也不贵，因而得到广泛使用。带隙基准核心电路采用一阶补偿技术，温度系数一般能达到(10～20)×10-6℃。如图2所示，为本设计的带隙基准电压源的核心电路，图中用PMOS电流源作为偏置电流，由于MOS管的沟道长度调制效应会导致显著的电源电压依赖性。为解决这一问题，可利用共源共栅结构良好的屏蔽特性，电路中的电流源采用共源共栅结构。同时为减小运放失调电压的影响，可采用两个三极管级联的结构。运算放大器用来保证N1和N2两点的电位相等。根据理论分析可知，适当调整晶体管Q1～Q5的发射极面积和电阻R1～R5的电阻值噪音计，可产生与温度无关的基准电压VREF。但是使用BJT管会占用很大的芯片面积且与在标准CMOS工艺中不能很好的兼容。
对于CMOS器件，其阈值电压VTH和载流子迁移率μ是主要的受温度因数影响的参量。虽然阈值电压VTH和载流子迁移率μ的值都随着温度的升高而减小，但是MOS器件阈值电压VTH和载流子迁移率μ的下降对于MOS管的漏电流ID有着完全相反的效果：阈值电压VTH越低温湿度计，漏电流ID越大;而载流子迁移率μ越小，漏电流ID越小。与国际上已有的和CMOS兼容的电压基准电路的主要指标进行比较，结果如表2所示。可以看出，本文设计的CMOS基准的温度漂移率TFC远远小于国际上已有的和CMOS兼容的电压基准电路。
本文所设计的基于CMOS工艺的基准电路结构较简单，既没有放大器，也没有BJT，适合于标准CMOS工艺生产。通过HSpice验证，其输出基准电压为1.22 V，在-40～+85℃内温度系数仅为30 ppm/℃。当电源电压为2.6～5.5 V时，电源电压调整率为1.996 mV/V，且温度漂移率TFC远远小于国际上已有的和CMOS兼容的电压基准电路，比较适合于标准CMOS工艺。由运算放大器组成的差分放大器电路，输入电压VA经分压器R2、R3分压后接在同相端，VB通过输入电阻R1接在反相端，RF为反馈电阻，若不考虑输入失调电压，则其输出电压Vout与VA、VB及4个电阻的关系式为：Vout=（1+RF/R1）·R3/（R2+R3）VA-（RF/R1）VB。若R1=R2，R3=RF，则Vout=RF/R1（VA-VB），RF/R1为放大器的增益。当R1=R2=0（相当于R1、R2短路），R3=RF=∞（相当于R3、RF开路）时，Vout=∞。增益成为无穷大，其电路图就形成图4（b）的样子，差分放大器处于开环状态，它就是比较器电路。实际上，运放处于开环状态时，其增益并非无穷大，而Vout输出是饱和电压，它小于正负电源电压，也不可能是无穷大。 | 
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