噪音计的测量准确度
因此可以提高变换器的效率。设计同步Buck变换器时，由于MOSFET导通电阻小于二极管的导通电阻。最为注意的两个MOSFET要交错的导通，而避免同时导通。死区设计是有必要的采用PSPICE仿真所得的结果如图4和图5所示。
决定了该装置的测量准确度噪音计，硬件电路是本微机检测装置的核心部分。由模拟信号源、模拟测试电路、数字测试电路、显示、打印部分等组成。?
2.1模拟信号电源?
容量为IKVA 电流源为0.0125A 200A 内连续可调，模拟信号电源可分为电压源和电流源。电压源为12V400V连续可调。容量为2KVA 电源波形为交流正弦波，频率为50Hz副路波形不畸变。
而DY20C系列电压继电器共28种规格，因为电压源是为继电器提供所需电压。电压最小12V最大400V由于电压测量范围大又需连续可调，因此将电压源设计成基本量程14个档，电压从12V400V连续可调，这14个档覆盖了电压继电器的28种规格。电路如图1所示。图中V表刻度额定值为10V按超量程25％刻度。电压互感器14个量程，分别为12V15V24V对各种当不同型号的电流继电器所规定的整定点进行测试时噪音计，只需将电流互感器CT输出的00.1A 范围内的电流经采样电阻变成00.5V电压(采样电阻采用5锰铜线绕式电阻)
转换后的电压信号经10倍放大后送4053X1端，实现电流—电压转换。此时微机发出控制信号使CC4053A端为高电平，选通X1使电流信号通过4053送至AD536转换成直流信号，最后经AD574A 转换成数字信号存入微机并由微机将所有测量结果显示、打印。为了提高测量准确度，减少数字信号对模拟信号间由于寄生耦合造成的干扰，CPU系统与模拟电路之间的每一衔接噪音计，均采用光电耦合器使之有效隔离。
重载时更加严重,4该软开关电路存在占空比丢失现象.为了能达到所要求的最大输出功率,则必须适当降低变化,而这将导致初级电流的增加并加重开关器件的负担。
因此,5由于谐振电感与输出整流二极管结电容形成振荡.整流二极管需要承受较高的峰值电压。
2工作原理
与硬开关PWM电路相比该电路仅多了一个代表变压器的漏感与独立电感之和的谐振电感Lr零电压开关的实质,移相全桥零电压PWM软开关的实际电路如图1所示。由4只开关功率管S1S2S3S4MOSFET或IGBT4只反向并接的高速开关二极管D1D2D3D4以及4只并联电容C1C2C3C4包括开关功率管输出结电容和外接吸收电容）组成.就是利用谐振过程中对并联电容的充放电来让某一桥臂电压UA 或UB快速升到电源电压或者降到零值,从而使同一桥臂即将开通的并接二极管导通,并把该管的端电压箝在0噪音计,为ZVS创造条件。电路中的4个开关功率管的开关控制波形如图2所示。
其电感较小,而在续流状态向输出功率状态转换的谐振过程中.只有Lr参与谐振。所以储能小,负载电流零达到一定值才可以使电容电压谐振到U,因此,相位滞后的两个桥臂S1S2不太容易实现零电压开通。
设计开关功率管控制信号时,为了使后者容易实现零电压开通.应使滞后臂的死区时间大于超前臂的死区时间,并使C1C2值小于C3C4.
3.2占空比丢失现象
开关功率管S2刚开通,移相全桥零电压PWM软开关电路有一个特殊现象就是占空比的丢失。总是发生在续流状态向输出功率状态转换结束时。T4时刻.谐振电感Lr电流刚刚衰减到零或尚未衰减到零,变压器初级处于续流状态,其两端的电压为零,谐振电感Lr承受的电压为U,其电流反向逐渐增大,只有当其电流增大到I0/k时,变压器才退出续流状态,两端的电压才升到U,电感Lr中的电流才不再增大。这样噪音计,从S2开通到变压器退出续流状态,变压器并不输出电压,这一段时间即为丢失的占空比,其占空比为：
通常采用的肖特基二极管，同步Buck变换器是传统Buck一种变形。主要的开关器件采用一个功率MOSFET驱动采用和传统Buck变换器一样的方式。传统Buck变换器的整流。而同步Buck变换器则采用一个功率MOSFET来替代，驱动采用与主开关管互补的方式，即一个MOSFET导通，另一个则关断。电路图如图3所示。
图3同步Buck原理图同步Buck变换器与传统Buck变换器的比较。 |
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