噪音计设计的正确性
最关键的参数是功耗。以下为相应的技术指标：这个便携式应用中。
谐波电流幅值降低不显著，整流相数超过36相后。而制造成本过高。如果电网短路容量2000MVA 则装置容许容量更大。
2?3把最高电压降到3kV以下可节约大量投资
受电力电子器件电压及电机允许的dv/dt限制噪音计，从电力电子器件特性及安全系数考虑电压等级的必要性。6kV变频器必须采用多电平或多器件串联，造成线路复杂噪音计具备高效特点，价格昂贵，可靠性差。对于6kV变频器若是用1700VIGBT以美国罗宾康的PERFECTHA RMONY系列6kV高压变频器为例，每相由5个额定电压为690V功率单元串联，三相共60只器件。若是用3300V器件，也需3串共30只器件，数量巨大。另一方面装置电流小，器件的电流能力得不到充
两个部分都需要RF射频)功率监测和控制(图1目前，典型的现代通信信号链由发射和接收端组成。两部分电路中，RF功率的监测通常都采用将功率监测和基于基准电压设定点的自动增益控制(AGC技术结合起来的技术。接收端的信号监测往往是中频(IF完成的而发射端的功率监测则可以在RF或IF部分完成。两种最常见的方法是给控制链(往往在中频)添加一个可变增益放大器(variable-gainamplifiVGA 或者通过调节功率放大器(PA 偏压直接对RF信号进行控制。某些情况下噪音计，两种办法都可能要用到
设定点电压必须是数字可编程的因此往往采用一个DA C来提供相应的电压。
电压的设定值要求较为简单明了但在发射端的情况却较为复杂。可以采用同一基本AGC电路，虽然在接收侧。但此时发射功率可能需要得到动态的调整。温度或者电池电压的变化会使功率放大器(PA 输出出现波动。为了维持信号的强度而且保证辐射不超出相关法规规定的范围，要对PA 输出进行监测。监测信号是通过一个定向耦合器从输出信号功率中抽取一小部分信号来获得的这部分信号被反馈给一个对数放大器，而后与一个设定电压值(Vset进行比较。测量到功率与设定电压值之间的差值将使误差放大器动作，调整VGA 偏压。其结果是实现了输出功率的重新校正，使之跟随Vset如果必须改变输出功率的话噪音计，则也可以调整电压设定值。
DA TA OUT处于高阻状态且I/OCLOCKI/O时钟）被禁止。正常控制时序为：当CS为高电平时。
前次转换结果的最高有效位（MSB开始出现在DA TA OUT端。1.CS被拉至低电平。当CS变为低电平时。
片内采样和保持电路开始对模拟输入采样。采样操作主要包括内部电容器充电到模拟输入电压的电平。2.前4个I/OCLOCK周期的下降沿输出前次转换结果的第2第3第4和第5个最高有效位。I/OCLOCK第4个高电平至低电平的跳变之后。
这些时钟周期的下降沿，3.其后再把三个I/OCLOCK周期加至I/OCLOCK端。第6第7和第8个转换位被移出。
此之后保持功能结束且在下面32个系统时钟周期内完成转换，4.最后（第8个）时钟周期被加至I/OCLOCK此时钟周期高电平至低电平的跳变使片内采样和保持电路开始保持功能。保持功能在接着四个内部系统时钟周期内继续进行。总共为36个周期。第8个I/OCLOCK周期之后噪音计的度量常数，CS必须变为高电平，否则I/OCLOCK必须保持低电平达至少36个系统时钟周期以供保持和转换功能的完成。多个转换周期内CS可保持低电平。多个转换周期内使CS保持低电平时必须特别注意防止I/OCLOCK线上的噪声闪变。如果在I/OCLOCK上发生闪变，那么在微处理器/控制器和器件之间的I/O时序将失去同步噪音计。此外，如果CS变为高电平，那么它必须保持高电平直至转换结束为止。否则，CS有效高电平至低电平跳变将引起复位，使正在进行的转换失败。
输出电压常在1．25V左右，传统的带隙基准源设计中。这就限制了最小电源电压。另一方面，共集电极的寄生BJT和运算放大器的共模输入电压，也限制了PTA T电流生成环路的低压设计。近年来，一些文献力图解决这方面的问题。归纳起来，前一问题可以通过合适的电阻分压来实现；第二个问题可以通过BiCMOS工艺来实现，或通过低阈值电压的MOS器件来实现，但工艺上的难度以及设计成本将上升。
本文首先对传统的带隙电压源原理进行分析，基于上面的考虑。然后提出了一种比较廉价且性能较高的低压带隙基准电压源，采用电流反馈、一级温度补偿技术设计了低压CMOS带隙基准源电路，使其电路能工作在较低的电压下。本文介绍这种带隙电压基准源的设计原理噪音计，给出了电路的仿真结果，并对结果进行了分析。并基于CSMC0．5μmDoublPoliMixProcess对电路进行了仿真，得到理想的结果。
综合一级温度补偿、电流补偿技术，应用典型CMOS电压基准源的基础上。设计了带隙电压基准源电路。该带隙基准源电路的电源工作范围为1．64V工作温度为-10+130℃，基准输出电压VREF为(650．5±0．5mV温度系数可低至2．0ppm℃，电源抑制比为-70dB仿真结果证明了设计的正确性。
即可根据具体应用选择最合适的器件。为了得到最合适的器件，理解了串联型和并联型电压基准的差异。最好同时考虑串联型和并联型基准。具体计算两种类型的参数后噪音计，即可确定器件类型，这里提供一些经验方法：
一般应该选择串联型电压基准。如果需要高于0.1%初始精度和25ppm温度系数。
则选择并联型电压基准噪音计容量进行选择。如果要求获得最低的工作电流。
可能大大高于具有相同性能的串联型电压基准(请参考以下范例)并联型电压基准在较宽电源电压或大动态负载条件下使用时必须倍加小心。请务必计算耗散功率的期望值。
并联型电压基准可能是唯一的选择噪音计。对于电源电压高于40V应用。
一般考虑并联型电压基准。构建负电压稳压器、浮地稳压器、削波电路或限幅电路时。 | 
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