噪音计结构的选择
主电路功率开关器件采用IR的功率MOSFETIRFP460，耐压500V，最大电流20A。对应输出功率1kW，由2个主功率开关器件交叉组成。2个电感分别为1mH，采用材料为R2KB的EE40磁芯，电感中流过的电流为4A。对应输出功率2kW的电路，2个主功率开关器件分别由4个IRFP460并联组成，2个电感分别为0.5mH，采用材料为R2KB的EE55磁芯，电感中流过的电流为8A。对应输出功率4kW的电路噪音计电路中的性能，2个主功率开关器件分别由8个IRFP460并联组成噪音计，2个电感分别为0.25mH，采用材料为R2KB的EE65B磁芯，电感中流过的电流为16A。每路的开关频率为fs=100kHz。
推挽升压式电路的控制及驱动由PWM专用集成电路SG3525的两路输出经射随功放器来完成。图7为双端推挽升压式控制及驱动实验电路图。
为了克服上述的不足，便有了改进的PFC电路，如图4所示。增加了主开关二极管的附加电路，其原理则是充分利用了L1的线性区和非线性区，在主开关管导通时把整流二极管的反向恢复能量存储到电感L1中，不增加主开关管的开通损耗噪音计，在主开关管关断时把电感L1存储能量以热能的形式消耗在电阻上。由于饱和电感L1的存在，dv/dt及di/dt减少约近1个数量级，主开关器件开关应力锐减，EMI大大减少了。这种电路的PF为0.99左右(AC/DC，VDC=395V，Po=2500W)，效率η=94％左右。
这是一种无源的无损缓冲结构电路，其原理是：在S导通时,以L1作为二极管的缓冲电感，把二极管反向恢复的能量存储到小电感L1中，同时C1放电，C2充电，把C1储能转移入C2；在S关断时L1的储能向C1充电并通过二极管D1，D2，D3把储能转移到C中，这时C2也向C放电噪音计，通过调节L1，C1，C2的参数并协调S的开关频率，由于电容（由主开关管的漏—源极分布电容CDS或集电极—发射极分布电容CCE和C1组成）上的电压不能突变，当S关断瞬间VC1约等于零，S可实现零电压关断。由于电感（由L1和线路杂感组成）上的电流不能突变，当S导通时瞬间，iL1约等于零，S可实现
随着集成技术的迅猛发展，体积小巧的便携通信设备有了更加广阔的市场前景。但是对于应用于这些便携式设备中的音频功率放大器芯片则有更加严格的要求。便携式设备体积小，由电池供电，所以要求音频功率放大器芯片有尽可能少的外围设备，尽量低的功耗。此外，对于通信设备而言，在频率217 Hz时会产生CDMA噪声，所以音频功率放大器必须也有较强的电源抑制比(PSRR)。本文中的音频功率放大器就是为了使用尽可能少的外部组件提供高质量的输出功率而专门设计的噪音计驱动方案的要求，它不需要外接自举电容和耦合电容，所以非常适合于移动电话或其他低压设备。
l 电路结构设计
众所周知，AB类功放有比A类功放更高的效率，比B类放大器更低的交越失真。是现在音频功率放大器市场上的主力军。输出运放是整个电路的核心噪音计，它的性能直接影响着整个芯片的各性能参数。
本文中运用两个AB类输出的运放组成桥式结构，如图1所示。第一个放大器的增益可由外部设置，而第二个放大器的增益是内部固定的单位增益。第一个放大器的闭环增益由Rf和RI的比值来确定，第二个放大器的增益由内部两个20 kΩ的电阻固定。图l中可以看出，第一个放大器的输出作为第二个放大器的输入，这样使得两个放大器的输出在幅值上是相等的，而相位上相差180°。因此，整个电路的差分增益为：
2、将三相负载各相的一端连接成中点N，A、B、C分别接至三相电源，即为Y连接，如图6.13.2所示。这时相电流等于线电流。如果电源为对称三相电源噪音计，在负载对称时，线电压的有效值是相电压的有效值的 倍，即
这时各相电流也对称，电源中点与负载中点之间的电压为零。即使用中线将两中点之间连接起来，中线电流也等于零。如果负载不对称，则中线就有电流流过，这时如将中线断开，三相负载的各相相电压将不再对称。各相灯泡会出现亮暗不一致的现象噪音计正确的设计、合理的运用，这就是中点位移引起各相电压不等的结果。
3、Δ接法如图6.13.3所示，这时线电压等于相电压，但线电流为对应的两相电流的矢量和，即若负载不对称，虽然不再有 倍的关系噪音计，但线电流仍为相应的相电流矢量和，这时只有通过矢量图方能计算出它们的大小和相位。 | 
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